常州工学院毕业设计论文 0.4??1匝?0.178*10?8 376nH=
lg2这样，可以得到气隙长度lg=0.059cm，算好磁感应强度，就可以计算出磁感应强度：
B=
0.4?*4A*23匝=1958G
0.059 因为我所选用的磁芯的最大磁通密度是2286G，计算出的磁感应强度小于最大的磁通密度，所以选用的磁芯是合适的。 现在来计算次级线圈的匝数（是48V匝数）。 由公式：
N2?V0?VD?*?1?D?=
N1V1（min）*DN2的二次侧的线圈的匝数，N1为一次侧的线圈匝数,V0为输出电压，VD为二极管顺向电压，V1（min）是输入的最小的电压，D为占空比。 所以N2=19匝
N2(48?2)*（1?0.4）= 23308*0.43.3.3 磁芯等的各种损耗
在反激式变压器里，电流是单向的，所以磁感应强度也是单向的：从0增加到Bmax，然后又降低到0。所以磁感应强度的峰峰值是Bmax的一半。132kHZ 时，对于E42这种材料，磁感应强度为2286/2=1143G时的损耗近似为320mW/cm3。
现在我们降低开关频率可否降低磁芯损耗，损耗与频率、磁感应强度之间是一种非线性关系，典型的关系式为： loss/lb=f1.2B2.3
因为，我们需要有2倍的电感值来保持同样的功率，这就意味着需要2倍的绕组来实现两倍的电感，这就使得磁感应强度变为原来的2，因为磁感应强度B与匝数同比增加。
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常州工学院毕业设计论文 总的损耗，即每一磅的损耗乘以重量，为
?f? ???2?2?2B?2.3?2L?≈1.92fBL
由于磁芯的重量和存储能量的大小有直接的关系，而存储能量与电感呈电感量呈线性关系。因此开关频率降低一半，磁芯损耗几乎变为原来的2倍。另一方面，降低开关频率的确能够降低开关晶体管的损耗： PQ≈K+Af
式中，K由通态损耗决定，A由开关速度决定。如果开关损耗远大于通态损耗的话，可以有：
?f? PQ?? ≈0.5PQ?f?
?2?一般情况下，通常的情况是这样的：即使在整个范围内进行优化，改变开关频率对效率的影响不是很大。而真好的好处在磁芯尺寸的大小却非常明显，随着开关频率增加，体积明显可以减小。
下面我们来计算一下磁芯损耗，磁芯的总体积3.7cm3，因此磁芯的损耗为320mW/cm3*3.7cm3=1184mW。磁芯的损耗是可以的。
如果磁芯损耗大得无法接受，可以有两个方法：第一个办法是进一步增加气隙，如两半块磁芯的匹配连接，定制自己需要的，带有气隙的磁芯；第二个办法是选用大尺寸的磁芯，随着气隙的增大，其边界范围也随着增大，漏感也要增大，漏感增加会影响到电路中的其他元件，并且使变压器的效率降低。同时大型号的磁芯体积也相应的比较大，需要占用更大的印制板面积，成本更高。在工程设计中，通常要权衡这些因素，折合选择。 下图为我做好的变压器：
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图 3-4 变压器的正面
本章小结
通过第二章的对各种拓扑电路的分析，结和所有的因素，我们选择了合适的
拓扑结构，通过选择的拓扑结构来计算变压器的各种参数。
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常州工学院毕业设计论文 第四章 开关电源中的芯片介绍
4.1 TOP250
4.1.1 TOP250的管脚图及其作用
图 4-1 TOP250的管脚图
漏极 (D) 引脚：高压功率MOSFET的漏极输出。通过内部的开关高压电流源提供启动偏置电流。漏极电流的内部流限检测点。
控制 (C) 引脚：误差放大器及反馈电流的输入脚，用于占空比控制。与内部并联调整器相连接，提供正常工作时的内部偏置电流。也用作电源旁路和自动重启动／补偿电容的连接点。
线电压检测 (L) 引脚：(仅限Y、R或F封装)过压(OV)、欠压(UV)、降低DCMAX的线电压前馈、远程开／关和同步的输入引脚。连接至源极引脚则禁用此引脚的所有功能。
外部流限 (X) 引脚：(仅限Y、R或F封装)外部流限调节、远程开／关控制
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