可编程频率，连续传导模式(CCM)，升压功率因数校正(PFC) 特性说明
? 8 引脚解决方案（无需交流线路感测） ?宽范围可编程开关频率（对于金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET) 和基于绝缘栅双极型晶体管式(CCM) 下，以便实现交流-直流前端内升压预稳压器(IGBT) 的PFC 控制器为18kHz 至250kHz）
?针对iTHD 的经调整电流环路 ?减少的电流感测阀值（最大限度地减少并联中的功率耗散） ? 平均电流模式控制
? 软过流和逐周期峰值电流限制保护 ? 具有滞后恢复功能的输出过压保护 ? 可闻噪声最小化电路 ? 开环检测
? 在输出过压和欠压条件下提高动态响应
? 96% 的最大占空比（典型值） ? 针对无负载稳压的突发模式
? VCC 欠压闭锁(UVLO)，低附加动态功耗电流(ICC) 启动 (< 75μA)
应用范围
? 100 瓦到几千瓦范围内的通用交流输出，CCM 升压PFC 转换器 ? 服务器和台式机电源
? 大型家用电器（空调、冰箱）
? 工业电源（德国标准化学会(DIN) 电源轨）
? 平板电视（等离子(PDP)，液晶(LCD) 和发光二级管(LED)）电视
说明
UCC28180 是一款灵活且易于使用的，8 引脚，有源功率因数 (PFC) 控制器，此控制器运行在连续传导模式(CCM) 下，以便实现交流-直流前端内升压预稳压器的高功率因数、低电流失真和出色的
电压稳压。此控制器适用于100 瓦至几千瓦范围内在18kHz 至250kHz 的可编程开关频率内运行的通用交流输入系统，以便轻松支持功率MOSFET 和IGBT 开关。一个集成1.5A 和2A (SRC-SNK) 峰值栅极驱动输出，内部钳制电压15.2V（典型值），可实现快速接通、关闭，以及在无需缓冲电路的情况下轻松管理外部电源开关。
通过使用平均电流模式控制，在无需输入线路感测的情况下，即可实现输入电流低失真波形，从而减少了外部组建数量。此外，此控制器特有有经减少的电流感测阀值，以方便用小值分流电阻器来减少功率耗散，这在高功率系统中尤其重要。 为了实现低电流失真，此控制器还特有用于消除相关误差的经调整电流环路稳压电路。
说明（续）
简单外部网络可实现电流和电压控制环路的灵活补偿。此外，UCC28180 提供一个基于电压反馈信号的增强型动态响应电路，此电路可在快速负载瞬态情况下（过压和欠压情况）提高响应。UCC28180 内提供的一个独特的VCOMP 放电电路在电压反馈信号超过VOVP_L 时激活，从而使控制环路能够快速稳定并避免出现过压保护功能，此时，脉宽调制(PWM)
的关闭经常会引起可闻噪声。受控软启动在启动期间逐渐调节输入电流，并且减少电源开关上的应力。在此控制器上提供很多系统级保护，其中包括VCC UVLO，峰值电流限制，软过流，输出开环路检测，输出过压保护和开引脚检测(VISNS)。经调整的内部基准提供精确保护阀值和稳压设置点。用户可以通过将VSENSE 引脚下拉至低于0.82V 来控制低功耗待机模式。
绝对最大额定值（1）
在工作自由空气的温度范围内，所有的电压是相对于GND（除非另有说明）。电流积极进入，负出指定的终端。
（1）强调超越“绝对最大额定值”，即可能对器件造成永久性损坏。这些压力额定值只有与设备在这些或超出下包含任何其他条件的功能操作“的操作建议条件“是不是暗示。暴露于长时间的绝对最大额定值条件可能影响器件的可靠性。
推荐工作条件
在工作自由空气的温度范围内（除非另有说明）
热信息
(1) 有关传统和全新热度量的更多信息，请参阅IC 封装热度量应用报告（文献号：ZHCA543）。
(2) 在JESD51-2a 描述的环境中，按照JESD51-7 的规定，在一个JEDEC 标准高K 电路板上进行仿真，从而获得自然对流条件下的结至环境热阻抗。
(3) 通过在封装顶部模拟一个冷板测试来获得结至芯片外壳（顶部）的热阻。不存在特定的JEDEC 标准测试，但可在ANSI SEMI 标准G30-88 中找到内容接近的说明。
(4) 按照JESD51-8 中的说明，通过在配有用于控制PCB 温度的环形冷板夹具的环境中进行仿真，以获得结至电路板的热阻。
(5) 结至顶部的特征参数，( ψJT)，估算真实系统中器件的结温，并使用
JESD51-2a（第6 章和第7 章）中描述的程序从仿真数据中提取出该参数以便获得θJA。
(6) 结至电路板的特征参数，(ψJB)，估算真实系统中器件的结温，并使用JESD51-2a（第6 章和第7 章）中描述的程序从仿真数据中提取出该参数以便获得θJA 。
(7) 通过在外露（电源）焊盘上进行冷板测试仿真来获得结至芯片外壳（底部）热阻。不存在特定的JEDEC 标准测试，但可在ANSI SEMI标准G30-88 中找到了内容接近的说明。 电气特性
除非另有说明，VCC=15V直流，从0.1μFVCC和GND，-40°C≤TJ= TA≤+125°C。所有的电压是相对于GND。电流是积极进入，负出指定的终端。
8
（1）不生产测试。设计特点
电气特性（续）
除非另有说明，VCC=15V直流，从0.1μFVCC和GND，-40°C≤TJ= TA≤+125°C。所有的电压是相对于GND。电流是积极进入，负出指定的终端。
2）未经生产测试。设计特点
设备信息
引脚功能
框图
典型特征 图1. 开关频率与电阻
图2.最大占空比与开关频率
图3. UVLO门限与温度的关系
图4.电源电流与偏置电源电压 典型特征（续）
图5.电源电流与温度的关系图
图6.起动前电源电流与温度的关系
图7.振荡器频率（65千赫）与温度的关
图8.振荡器频率（65千赫）与偏置电源电压
典型特征（续）
图9.振荡器频率（18千赫）与温度的关系
图10.振荡器频率（250千赫）与温度的关系 图11.振荡器频率（18千赫）与偏置电压
图12.振荡器频率（250千赫）与偏置电压
图13.电流回路增益与温度的关系
图14.电压环路增益与温度的关系
典型特征（续）
图15.参考电压与温度的关系
图16. ISENSE阈值软过流（SOC）与温度图17. VSENSE阈值与温度的关系
图18. VSENSE阈值开环与温度的关系
TYPICAL CHARACTERISTICS
(continued)
图19.最小关断时间与温度的关系
图20.栅极驱动上升/下降时间与温度的关系
图21.栅极驱动上升/下降时间与偏置电源
图22.栅极低电压与温度的关系
应用信息
UCC28180操作
该UCC28180是在升压转换器用于在一个功率因数校正操作开关模式控制器
固定频率在连续导通模式。该UCC28180需要很少的外部组件来作为操作主动式PFC预调节。操作开关频率可以从18千赫进行编程，以250千赫兹只需通过连接FREQ引脚与地通过一个电阻。内部5-V参考电压提供精确的输出电压调节在典型的全球范围内的85-VAC至265 VAC电源输入范围从零到满输出负载。可用系统负载范围从100瓦至几千瓦。调节完成在两个环。内部电流环路形状的平均输入电流，以匹配连续电感电流条件下正弦输入电压。在轻载条件下，根据升压电感值，电感电流可能会不连续的，但仍符合IEC甲级A / D的要求61000-3-2尽管高次谐波。电压外环通过产生调节PFC输出电压上VCOMP的电压（取决于线路和负载条件），它确定内
部增益参数用于保持低失真，稳态，输入电流波形。 偏置电源
该UCC28180工作于外部偏置电源。因此建议该设备可以从供电调节辅助电源。 （此设备是不打算从一个自举偏置电源使用。自举偏置电源从输入的高电压通过喂养与VCC足够的电容电阻托起电压VCC，直到电流可以从偏置绕组上的升压电感器提供。出于这个原因，在VCC上最小的滞后，需要套牢电容不合理值）。在正常操作期间，当输出被限制，电流通过该装置抽包括标称运行电流加上供给外部升压开关的栅极的电流。去耦偏置电源必须采取开关电流计以保持VCC上纹波电压降到最低。 0.1?的陶瓷电容器从VCC和GND之间短而宽的痕迹μF最小值建议
Figure 23. Device Supply States
该器件的工作偏差在几个州。在启动期间，VCC欠压锁定（UVLO）设置控制器的最小工作直流输入电压。有两个UVLO阈值。当UVLO开启超过阈值时，PFC控制器接通。如果VCC电压低于UVLO关断阈值，
PFC控制器关闭。在UVLO，电流通过设备绘制的是最小的。之后装置开启，软启动（SS）被启动，并且所述升压电感电流倾斜上升以受控的方式，以减少对应力外部元件，避免输出电压过冲。
在软启动期间和之后的输出是在调节时，设备将正常运行电流。如果任何几种故障状况在遇到或如果设备被置于待机状态与外部信号时，设备将降低待机电流。
软启动
软启动控制VCOMP的上升率，以获得越来越占空比作为一个线性控制函数的时间。 VCOMP，电压环路跨导放大器的输出，是UVLO期间拉低，ICOMPP，ISOP和OLP（开环保护）/待机。一旦故障被释放时，初始预充电源快速充电VCOMP至1.5 V.这一点之后，一个恒定的40μA的电流源入补偿元件造成的电压在这个引脚坡道线性，直到输出电压达到85％的最终值。在这点上，源电流减小，直到输出电压达到其最终额定电压。软启动时间是由选定的电压误差放大器补偿电容值来控制，并且是基于所希望的环路增益频率是用户可编程的。一旦输出电压超过98％的
额定电压，软启动结束后，在初始预充电源被断开，并且EDR不再受到抑制。
系统保护
系统级的保护功能，有助于保持系统内的安全工作极限。
VCC欠压锁定（UVLO）
在启动过程中，欠压锁定（UVLO）器件保持在关闭状态，直到VCC上升到11.5-V使能门槛，VCCON。在一个典型的1.7 V滞后于UVLO，以增加抗噪声能力，当该设备关闭VCC下降到9.5-V禁用门槛，VCCOFF。如果，简短AC线路压差期间，在VCC电压低于所需的电平，以偏置内部故障电路中，UVLO条件允许它继续排出VCOMP一个特殊的快速放电电路通过低阻抗电容，尽管缺乏完整的VCC的。这有助于避免过大的电流应激增的AC线路回报，同时还有存储在电容器VCOMP足够的电压。通常情况下，这些电容器可以在150毫秒的VCC的损失被排放到小于1伏。 输出过电压保护（OVP）
有两个级别的OVP：当VSENSE超过107％的基准电压（VOVP_L），4kΩ的电阻VCOMP连接到地面迅速排出VCOMP。如果VSENSE超过基准的109％（VOVP_H）电压门输出禁用，直到VSENSE低于基准电压的102％。
开环保护/待机（OLP /待机）
如果输出电压反馈元件发生故障并断开（开环）从VSENSE信号输入，则很可能该电压误差放大器会增加栅极输出到最大占空比。至防止这种情况，内部下拉的力量VSENSE低。如果输出电压低
于它的额定的16.5％电压，引起VSENSE
到低于0.82 V时，设备被置于待机状态时，一个状态，其中的PWM开关是暂停，器件仍然在吸引，但低于2.95毫安待机电流。这种关机功能也给出了设计师拉VSENSE低，外部开关（待机功能）的选项。
ISENSE开PIN码保护（ISOP）
如果当前的反馈元件发生故障并断开（开环）的信号到ISENSE输入，然后它很可能是该PWM级将增加栅极输出到最大占空比。为了防止这种情况，一内部上拉源驱动上述0.085 V ISENSE使探测器强制的状态下，PWM开关暂停和设备仍在，但下面绘制2.95毫安待机电流。此关机功能可避免连续操作OVP和严重扭曲输入电流。
ICOMP开PIN码保护（ICOMPP）
如果ICOMP引脚接地短路，那么GATE输出增加至最大占空比。为了防止这种情况，一旦ICOMP引脚电压低于0.2V时，PWM开关暂停并在设备仍在，但平局待机电流低于2.95毫安。 故障保护
VCC欠压锁定，OLP /待机，ISOP和ICOMPP funtions构成了UCC28180的故障保护功能。在故障保护，VCOMP引脚被拉低，设备处于待机状态。
输出过压检测（OVD），欠压检测（UVD）和增强型动态响应（EDR）的
在正常操作期间，在PFC输出电压小扰动很少超过±5％的偏差和正常的电压控制回路增益驱动输出回到调节。在线路或负载变化较大，如果输出电压扰动超过±5％，过电压的输出（OVD）或欠压（UVD）被检测和增强的动态响应（EDR）的作用是加快低带宽电压环路的响应速度。期间EDR，电压误差放大器的跨导增加大约五倍速度充电或放电电压环路补偿电容所需调节的水平。 EDR
是禁用时5.25 V> VSENSE>4.75 V的EDR功能未激活，直到软启动完成。该在软切换保护（SOC）状态（因为互相UVD和SOC冲突）UVD被禁用。
过电流保护
电感电流由RISENSE，在输入整流器的返回路径的低值电阻器感测。的另一侧电阻器被连接到系统地。电压感测在感测电阻器的整流器侧和是总是消极的。在ISENSE电压由-2.5固定增益缓冲以提供一个正的内部信号目前的功能。有两个过电流保护功能;软过流（SOC）可防止在输出和峰值电流限制（PCL）的过载防止电感饱和。
软过流（SOC）
软过流（SOC）限制了输入电流。 SOC被激活时，在ISENSE电流检测电压达到-0.285 V.这是一种软控制，因为它不直接切断栅极驱动器。取而代之的是4kΩ的电阻连接VCOMP接地以放电VCOMP和控制回路被调整为减小PWM占空比循环。欠压检测（UVD）SOC中被禁用。 峰值电流限制（PCL）
峰值电流限制（PCL）运行在一个逐周期的基础。当ISENSE电流检测电压达到-0.4 V，PCL被激活，立即终止有源开关周期。 PCL是前沿消隐以提高打击虚假触发的抗干扰能力。
电流检测电阻器，RISENSE
电流检测电阻，RISENSE，是用软过流（SOC）的最小阈值大小，VSOC（分钟）。为了避免在正常操作期间触发此阈值，从而导致降低的占空比，所述电阻的尺寸为10％的过载电流超过峰值电感电流，
由于RISENSE“看到”的平均输入电流，最坏情况下的功耗发生在输入低线输入时当前是在它的最大值。功率由检测电阻耗散由下式给出：
峰值电流限制（PCL）保护关闭输出驱动器时检测电阻两端达到电压在PCL门槛，VPCL。绝对最大峰值电流，IPCL，由下式给出：
栅极驱动器
GATE输出设计有一个电流最佳化的结构，可直接驱动总的大值在高导通和关断速度MOSFET/ IGBT栅极电容。内
部钳位电压限制在MOSFET栅极至15.2 V（典型值）。当VCC电压低于UVLO水平，GATE输出在开关状态。外部栅极驱动电阻，RGATE，可以用来限制上升和下降时间和抑制振铃引起的寄生电感和栅极驱动电路的电容和减少EMI。的最终值电阻取决于与布局和其它考虑相关的寄生元件。一个10千欧电阻靠近MOSFET/ IGBT的栅极，栅极与地之间，放电寄生栅电容并有助于防止意外的dv / dt触发导通。
电流回路
整个系统的电流回路包括电流平均放大器级，脉冲宽度调制器的（PWM）的阶段中，外部升压电感阶段和外部电流传感电阻器。
ISENSE和ICOMP功能
从所述电流检测电阻的负极性信号被缓冲并倒在ISENSE输入。该内部阳性信号然后由电流放大器（GMI），其输出是ICOMP引脚平均。该电压上ICOMP正比于平均电感电流。一个外部电容器到GND被施加到ICOMP引脚电流回路补偿和电流纹波过滤。平均放大器的增益是由内部VCOMP电压决定。这个增益是非线性的，以适应在全球范围内的AC线电
压范围。ICOMP连接到3-V的内部每当OVP_H，ISOP或OLP被触发。 脉宽调制器
该PWM阶段ICOMP信号与周期性的斜坡进行比较，以产生前沿调制输出信号是高时的斜坡电压超过ICOMP电压。斜坡的斜率被定义内部VCOMP电压的非线性函数。PWM输出信号总是从低处的周期开始，由内部时钟触发。输出保持低的最小关断时间，tOFF_min，之后，斜直线上升到相交ICOMP电压。该斜坡路口ICOMP决定tOFF的，因此脱下。由于DOFF = VIN / VOUT由升压拓扑方程，并且由于VIN为正弦波形，并且由于ICOMP正比于电感电流，它如下所述控制环路迫使电感电流跟随输入电压波形的形状来维持升压调节。因此，平均输入电流也正弦波形。
控制逻辑
该PWM比较器级的输出被输送到门驱动级，受试者通过各种控制保护功能并入设备。 GATE输出占空比可以高达98％，但总是有一个最小关断时间tOFF_min。正常的工作周期操作可直接通过OVP_H和中断PCL。 UVLO，ISOP，ICOMMP和OLP /待机也终止GATE输出脉冲，并进一步抑制输出直到SS操作可以开始。 电压回路
PFC控制器的外部控制回路的电压回路。该循环由PFC输出传感阶段，电压误差放大器级，和非线性增益生成。 输出感应
从PFC输出电压至GND的电阻分压器网络形成的感应块电压控制循环。电阻率是由所需要的输出电压和内部5 V调节基准确定电压。极低的偏置电流在VSENSE输入允许的最高可行的电阻值的选择。最低的功耗和待机电流。一个小电容从VSENSE至GND用于过滤信号在高噪音的环境。该过滤器的时间常数一般应小于100微秒。 电压误差放大器
跨导误差放大器（GMV）产生的输出电流正比于之间的差在VSENSE电压反馈信号与内部5 V的基准。这种输出电流充电或放电在VCOMP引脚的补偿电容网络，建立适当的VCOMP电压系统运行条件。适当选择补偿网络组件产生了稳定的PFC前置调节器在整个AC线路范围和0％至100％的负载范围。总电容也决定了率的高层的VCOMP电压的软启动，如前面所讨论。期间任何故障或待机状态排出放大器的输出VCOMP被拉至GND补偿电容的初始零状态。通常，大的电容器具有一个串联电阻可延迟完全放电为它们各自的时间常数（其可以是几百毫秒）。如果VCC偏置电压UVLO后迅速取出，在VCOMP正常放电晶体管驱动丢失和大电容器可以留给与它实质性电压，否定后续软启动的好处。该
UCC28180采用哪些工作没有VCC偏置并联放电路径，以进一步放电VCC后补偿网络被除去。如果输出电压扰动超过±5％，并且输出过电压（OVD）或欠压（UVD）是检测到时，OVD或UVD函数调用EDR紧接增加电压误差放大器跨导至约280μs。这个更高的增益有利于更快的充电或放电的补偿电容新的操作水平。当输出电压扰动大于107％VREF出现在
VSENSE输入，4-kΩ电阻连接VCOMP到地迅速减少VCOMP电压。当输出电压扰动大于109％的VREF，将门关闭输出，直至VSENSE低于102％调控。
非线性增益代
在VCOMP的电压被用来设置当前放大器的增益和PWM斜坡斜率。这个电压是受由SOC的函数的变形例，如前面所讨论。一起的电流增益和PWM斜坡调整到不同的系统工作条件下（由ACline设置电压和输出负载水平），为VCOMP改变，以提供低失真，高功率因数，输入电流波形状追随输入电压。 设计实例 设计目标
这个例子说明了设计过程和元件选择为利用UCC28180连续模式功率因数校正升压转换器。相关的设计公式显示了通用输入，360-W PFC变换器具有390 V的输出电压
表1.设计目标参数
电流计算
输入保险丝，整流桥，和输入电容是根据输入电流计算选中。首先，确定最大平均输出电流，IOUT（最大值）：
最大输入的RMS线电流，IIN_RMS（最大），使用来自表1的参数和的效率和功率因数初始假设计算：
下面的过程是指在图30所示的原理图。
基于所述计算出的RMS值，最大输入电
流，IIN（max）和最大平均输入电流，IIN_AVG（最大），假设波形是正弦的，可以被确定。
开关频率a
该UCC28180的开关频率是用户可编程的上的FREQ引脚接地单个电阻器。对于这个设计，开关频率，FSW，被选择为120千赫。图31（与图1相同）可被用来选择适当的电阻器进行编程的开关频率或值可以使用fTYP和RTYP的恒定缩放值来计算。在所有情况下，fTYP是一个常数，它等于65千赫，RINT是一个常数，它等于1兆欧，并且RTYP是一个常数，它等于32.7千欧。简单地将下面
的计算得出相应的电阻器应放在FREQ和GND之间：
17.8kΩ的为FREQ电阻结果在118 kHz的开关频率的典型值。
桥式整流器
输入桥式整流器必须具有超过输入平均电流的平均电流能力。假设一个正向压降的1伏，VF_BRIDGE，跨越整流二极管，BR1，在输入电桥中的功率损耗，PBRIDGE，可以计算出：
散热将被要求保持整流桥的安全工作范围内操作。 电感纹波电流
该UCC28180是连续导通模式（CCM）控制器，但如果所选择的电感器允许相对
高的纹波电流，该转换器将被迫在间断模式（DCM）中在轻负载和在较高的输入电压范围内工作。高电感纹波电流有CCM / DCM边界，并导致更高的轻负载THD产生影响，同时也影响了输入电容，
RSENSE和CICOMP 价值的选择。允许一
个电感纹波电流，ΔIRIPPLE，为20％或更少，将导致在CCM操作在大部分工作范围内的，但需要一个升压电感器，其具有更高的电感值和电感器本身将是物理上大。如同所有的转换器设计，决定必须在一开始，以优化与尺寸和成本性能制成。在此设计示例中，电感器的尺寸以这样的方式，以允许以最小化与该转换器工作在DCM中在较高的输入电压和在轻负载的理解空间更大量的纹波电流，但对于标称优化115 VAC输入电压在满负荷。虽然具体地定义为一个CCM控制器，UCC28180示出在本申请中，以满足整体的性能目标而过渡到DCM中在高线电压，在较高的负载水平。 输入电容
输入电容必须基于输入纹波电流并且在可接受的高频输入电压纹波来选择。允许一个电感纹波电流，ΔIRIPPLE，40％和高频电压纹波系数，ΔVRIPPLE_IN，7％，最大输入电容值，CIN，通过首先确定输入纹波电流，IRIPPLE，以及输入电压纹波计算，VIN_RIPPLE：
用于将输入的X电容器的推荐值现在可以计算： 标准值0.33μFY2/ X2薄膜电容器使用。 升压电感器
基于上述讨论的容许电感纹波电流，升压电感，LBST，之后选择确定最大电感峰值电流，IL_PEAK：
升压电感的最小值是根据可接受的纹波电流，IRIPPLE，在一个计算0.5最坏情况下的占空比：
为升压电感假设40％的纹波电流建议的最低值是321μH;升压电感器将使用的实际值是327微亨。与使用该实际值，实际得到的电感电流纹波将是： 占空比是整流输入电压的函数，并且将连续改变在半线路循环。占空比，DUTY（最大），可以计算出在最小输入电压的峰值：
升压二极管
二极管损耗基于所述正向电压降，音频，在125℃和反向恢复电荷的二极管，QRR，估计。使用碳化硅肖特基二极管，虽然较为昂贵，将基本上消除了反向恢复损耗，并导致较少的功耗：
这个输出应该有一个二极管阻断电压超出输出过转换器的电压，并附加到一个适当大小的散热器。 开关元件 该MOSFET/ IGBT开关将由被钳制在15.2 v对于VCC偏置栅电压输出驱动大于15.2 V的外部栅极驱动电阻建议限制的上升时间，并抑制任何振铃引起的寄
生电感和栅极驱动电路的电容;这也将有助于满足转换器的任何EMI要求。该设计实例采用3.3Ω电阻;的任何最终值
设计取决于与设计的布局相关的寄生元件。为了便于快速关闭，一个标准的40-V，1-肖特基二极管被置于与栅极驱动电阻反平行。 10-kΩ电阻放置在MOSFET/ IGBT和接地放电栅极电容和从
无意的dv保护的栅极之间/ dt的触发导通。
开关MOSFET的导通损耗，在本设计中使用的是RDS在125℃的估计（上），在设备数据表中，并计算出漏RMS电流源，IDS_RMS：
检流电阻两端耗散的功率，PRSENSE，必须计算：
峰值电流限制，PCL保护功能被触发时电流通过感测电阻器的结果在RSENSE上的电压等于所述VPCL阈值。对于最坏情况分析，最大VPCL阈值用于：
开关损耗是使用上升时间，TR估计，并落入MOSFET栅极的时间，TF，和输出电容损失。
为了防止冲击电流，一个标准的220-Ω的电阻，RISENSE设备，被放置在一系列的ISENSE引脚。在1000-pF的电容放在靠近器件，以提高对ISENSE引脚的抗干扰能力。 输出电容
输出电容COUT的尺寸，以满足转换器的滞留要求。假定下游的转换器需要PFC 级的输出，以从未低于300V，VOUT_HOLDUP（分钟），在一个行周期中，tHOLDUP= 1 / fLINE（分钟），用于电容 器的计算值最小的是：
总FET损失
在MOSFET要求的适当大小的散热器。 检测电阻器
以适应非线性功率限制的增益，感测电阻RSENSE的尺寸使得它使用最小软在ISENSE引脚的电流阈值触发软过电流在小于最大峰值电感电流高10％，VSOC ISENSE，相当于0.265 V.
明智的做法是取消率10％这一电容值;所使用的实际电容器是270μF。
验证该最大峰 - 峰输出纹波电压将输出电压的不足5％，确保波纹电压不会触发过电压或输出控制器的欠压保护功能的输出。如果输出纹波电压的调节的输出电压的大于5％，较大的输出电容是必需的。的最大峰 - 峰纹波电压，在
线路频率的两倍出现，和输出电容器的纹波电流的计算方法：
所需的纹波电流额定值的线频率的两倍等于：
有一个高频脉动电流通过输出电容器：
在输出电容器的总纹波电流是两者的结合而输出电容必须相应地选择：
输出电压设定点
输出电压设定PointFor低功耗和到电压设置点很小的贡献，则建议使用1兆欧为顶电压反馈分压电阻，RFB1。多个串联电阻用于由于跨越每个所允许的最大电压。使用内部5 V的基准，VREF底部分压电阻，RFB2，被选择为满足输出电压的设计目标。
标准值13kΩ的电阻RFB2结果在391 V的标称输出电压设定点
过电压的输出，当输出电压超过其标称设定点水平5％，因为当在VSENSE的电压是基准电压VREF的105％测定被检测。在该阈值，增强的动态响应（EDR）被触发，并且非线性增益的电压误差放大器将增加的跨导到VCOMP，并迅速输出返回到其正常的规定值。当输出电压达到VOUT（OVD）级别，就会出现此EDR
门槛： 在过压事件的极端输出的情况下，如果9％的输出电压超过其标称设定值的GATE输出将被禁用。输出电压VOUT（OVP），在此保护功能被触发的计算方法如下：
下电压的输出被检测时的输出电压低于低于其标称设定点5％时，在VSENSE的电压为95％的基准电压VREF的测定：
一个小电容上VSENSE必须添加到过滤掉噪音。限制滤波电容，使得RC时间常数限制在大约10微秒以便不显著减少控制响应时间，以输出电压的偏差的值。
820 pF的最接近标准值为用于VSENSE的时间常数10.66微秒。 环路补偿
电流环是通过确定内部循环变量，M1M2的产物，使用内部控制器的常数K1和KFQ第一补偿。补偿被优化最大负载和标称输入电压，115伏用于标称线电压为这个设计：
该VCOMP工作点发现下面的图表上，M1M2与VCOMP。一旦M1M2结果上面计算，发现所得到的VCOMP电压在该工作点来计算个体M1和M2的组件。
为0.751伏/微秒的给定M1M2的VCOMP约等于3伏，如图32。
各个循环因素中，M1是电流环路增益因子，和M2是电压环路PWM斜坡坡度，使用以下条件计算：
在M1的非线性电流环路增益因子遵循以下身份：
在这个例子中，根据该图表在图32中，VCOMP大约等于3伏，所以M1被计算为大约等于0.538：
M2的非线性PWM斜坡斜率将遵循以下关系：
在这个例子中，与VCOMP约等于3伏，M 2等于1.388的V /μs的：
验证该个体增益因子的乘积，M1和M2，大约等于上述决定的，如果不是M1M2因子，迭代VCOMP值，并重新计算M1M2
M1和M2的产物是内预先计算出的M1M2因子的1％：
如果有更多的精度所需的，迭代的结果中的3.004伏的VCOMP值，其中M1M2和M1 x M2都等于0.751伏/微秒。 非线性增益可变，M3，现在可以计算：
在这个例子中，使用3.004 v对于VCOMP进行更精确的计算，M3计算为1.035 V /μs的：
外观设计，其允许高电感纹波电流，所述电流平均极，弄平哪些函数出在PWM比较器的输入端的纹波电流，应至少十年的转换器的开关频率之前。分析已完成的转换器，可以根据需要来确定理想的补偿磁极为当前平均电路为过大的ICOMP电容器将增加相位滞后，增加ITHD哪里作为太小ICOMP电容器将导致不够平均和一个电流不稳定平均环。当前平均极，fIAVG的频率，被选择为在大约5千赫这种设计作为电流纹波系数，ΔIRIPPLE，被选为在设计过程的开始为40％，这是大到足以迫使DCM在相对较高的电感纹波电流的操作和结果。在ICOMP，CICOMP所需的电容，这种利用跨导增益内部电流放大器，GMI，确定：
标准值2700 pF的电容CICOMP结果为43.14 kHz的电流平均极点频率。
电流环路的传递函数可以绘制：
图33.当前平均电路的波特图
电压传递函数，GVL（六）包含电压反馈增益，GFB，并从该脉冲宽度调制器的增益与功率级，GPWM_PS，包括脉冲宽度调制器到功率级极，fPWM_PS的产物。绘制的结果示于图33。
图34.开路电压回路波特图无误差放大器 电压误差放大器与一个零，fZERO，在fPWM_PS极和一个极点，fPOLE，放置在20Hz到拒绝高频噪声和滚下增益振幅补偿。整体电压环路交叉，FV，希望是在10赫兹。电压误差放大器的补偿元件被相应地选择。
从图34中，电压传递函数的在10赫兹的增益近似0.081分贝。估计，并联电容器，CVCOMP_P，比串联电容器，CVCOMP小得多，单位增益将在FV，和零将在fPWM_PS，串联补偿电容器被确定：
电容器为VCOMP必须有一个额定电压大于VCOMP引脚，这是7 V的绝对最大电压额定值。被评为至少10 V在将适合应用的封装尺寸的现成的标准值的电容是
4.7μF，这是本设计实例用于CVCOMP的价值。 RVCOMP是使用实际CVCOMP电容值来计算。 一个0.47μF电容用于CVCOMP_P。 总闭环传递函数，GVL_total，包含结合阶段，并绘制在图35。
布局指南
如同所有的PWM控制器，对信号引脚的滤波电容的有效性取决于接地回路的完整性。分离的高di / dt感应噪声的电源地从低电流信号安静地需要足够的抗噪声能力。即使有一个信号层PCB板设计，销出的UCC28180是非常适合，尽量减少对小信号的痕迹噪声。如图36所示，上VSENSE，VCOMP，ISENSE，ICOMP和FREQ（如果使用）的电容器必须在所有被直接返回到接地平面，它是安静信号GND，而不是在该转换器的高电流返回路径的一部分，显示为功率GND。从FREQ引脚到频率编程电阻走线应尽可能的短。因此建议在ICOMP和VCOMP补偿组件位于尽可能接近到UCC28180。这些组件的放置应优先，密切注意保持自己的痕迹远离高噪声区域。在VCC旁路电容必须在物理上接近的VCC和UCC28180的GND引脚，但不应该是在信号返回的路径直接。
其他布局的考虑应包括保持开关节点尽可能短，具有广泛的跟踪，以减少因寄生电感引起振荡。应该尽一切努力来避免开关节点噪声破坏的小信号线有足够操作空间和地面屏蔽。作为一些妥协必须由于必须作出长PCB层或空间的限制，痕迹，如从图36所示的电流检测电
阻的信号限制发，应尽可能地宽，要避免长窄的痕迹。
表2.布局组件描述为图36