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波的方法。以A,B绕组通电为例，电动运行时，其电路如图2-13所示，电流经蓄电池正极流经VT1-电机A,B绕组-VT6再回到蓄电池负极。当能量回馈时，电机应反过来给蓄电池充电，即电流反向。这时电流从蓄电池负极流出经VD6-电机A,B绕组-VD1再到蓄电池正端，电路如图2-16所示。再与VT4构成一个升压斩波电路,对照图2-16得等效升压斩波电路如图2-17所示。
VT1VD1VT3VD3VT5VD5ABCVT4VD4VT6VD6VT2VD2
图2-16 能量回馈示意图
VD1A2（L-M)+eABVD6U0R0VT42Rs- B图2-17 能量回馈等效升压斩波电路
图2-17中 eAB是电机AB两相绕组电动势差，R0是蓄电池等效内阻。忽略电机绕组等效电阻2Rs上的压降及续流二极管VD1、VD6上的压降，根据升压斩波原理有：U0?eAB,1??式中?为VT4管的PWM占空比，只要调整占空比?使得U0大于蓄电池电压，就可以向蓄电池充电，从而实现能量回馈。分析其他绕组通电时情况类似，可得出同样的结论。表2-3给出了其他情况下能量回馈时对应的斩波MOSFET管。
表2-3 能量回馈时通电绕组与斩波控制管对应关系
当前位置通电顺序 斩波控制Word 资料
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（HC,HB,HA) 101 001 011 010 110 100
A-B 管 VT4 A-C B-C VT6 B-A C-A VT2 C-B 二、电动自行车控制系统仿真分析
1、双闭环控制系统
最简单的控制系统为开环控制系统。开环控制系统的控制作用直接由系统的输入量产生，控制精度完全取决于所用的原件及其校准精度。一旦负载变化时，电动机的转速也随之改变，系统没有自动校正偏差的能力，抗干扰能力差。因此在调速要求较高的场合，闭环控制是必须的。
为力保证系统的调速精度，应使系统闭环。但仅有速度环时，当速度给定发生突变时，逆变桥的输出电压很大，这可能引起电动车电枢电流剧增，使电枢绕组或逆变桥损坏，此时电流的急剧变化也会导致转矩的剧变，对传动系统造成冲击，因此，在调速系统中还需引入电流环以限制电机的最大电流。
本控制系统以STC12C5A60S2芯片为控制核心，设计了速度，电流双闭环控制方案，如图3-1所示，两者之间实行串级联结。
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n*nfi*uctudASRACR逆变器BLDM负载转矩电流检测速度计算
图3-1 无刷直流电动机控制系统框图
位子检测信号外环为速度环，速度给定n*与速度反馈的差值送速度调节器调节，速度环使转速跟随给定值变化，实现转速稳态无静差，对负载变化起到抗扰作用，并能获得较高的调速精度，输出限幅决定电动机允许的最大电流，内环是电流环，速度调节器输出作为电流给定i*，电流给定与电流反馈的差值作为电流调节器的输入，电流环能快速跟随电流给定的变化，并保证启动时电动机能获得允许的最大电流，从而提高系统的动态性能。
2、控制器参数整定
如上节所述，控制系统采用转速、电流双闭环控制，转速环采用常规PI控制器，而电流环采用本文所提的神经元变结构PI控制器。在系统编程调试前必须先确定控制器参数才能使系统正常可靠运行。参数整定不是一步完成的，对于电流控制器以及转速控制器，先按常规PI控制器结构整定计算其参数，然后在MATLAB/SIMULINK中建立基于神经元变结构控制策略的控制系统，通过仿真运算在线调整电流PI控制器的结构和参数，验证该算法的有效性。
本节利用工程设计方法对两个控制器参数进行整定。 一、电流环参数整定
控制系统通常分为典型Ⅰ型系统和典型Ⅱ系统。典型Ⅰ型系统跟随性能良好，动态性能好，所以电流环拟校正成该型系统。
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式W(s)?KI是典型Ⅰ型系统开环传递函数 ，由图3-2可得电流环动态结构图如下图
s(TIs?1)3-2所示：
i*K1Tpwms+1K2Tls+1Id(s)+__WACR(s)if
图3-2 电流环动态模型结构框图
图中，WACR(s)?Ki(?is?1)K1为常规电流PI调节器，为逆变器等效传递函数，其中K1Tpwms?1?is为放大系数，Tpwm为调制周期。K2=0.5β/R，β为电流反馈系数， Tl?(L?M)/R为电机的机电时间常数。将电流环设计成典型Ⅰ型系统，则其开环传递函数为：
WACR(s)?令:
Ki(?is?1)K1K2KI ??isTpwms?1Tls?1s(TIs?1) ?i?Tl （3-1） 可以抵消较大时间常数惯性环节，则有：
W(s)?KiK1K2/TlKI ?s(Tpwms?1)s(TIs?1)式中KI?KiK1K2/Tl，TI?Tpwm，选定KITI?0.5，则系统阻尼系数为0.707，超调4.3%。
则：
Ki?0.5TpwmTl/K1K2?TpwmTlR/K1?
（3-2） 二、转速环参数整定
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